自己バイアス回路による増幅回路の電圧増幅率について
いつもお世話になっております。
今回、自己バイアス回路による増幅回路の電圧増幅率についてご質もさせてください。
■質問
今わからないことは、自己バイアス回路の電圧増幅率が計算できません。
・電圧増幅率の計算の仕方を教えて下しさい。
・参考になるサイトのＵＲＬがありましたら、教えてください。
■現状
自己バイアス回路のバイアスのかけ方の参考サイトは沢山あるのですが、
そこからの増幅率の計算の仕方を書いているサイトは中々ありません。
添付した写真で計算した際の計算の仕方を書いておきます。
->設計仕様
VCC 5[V]
IC 1[mA]
hFE 100
->計算
RC=(VCC/2)/IC
(VCCを2で割るのは最大出力を得るため)
IB=IC/hFE
RB=(VCC-VRC-VBE)/IB
AV=(hFE*RC)/hIE
->結果
1[KHz] 10[mV] p-p を入力して、約800[mV] p-pの出力が得れています。
->現状
自分で計算した結果としては約AV=4ぐらいです。
自分の計算の仕方が何か違うのかもしれません。
※文章で説明するのが、中々上手に出来てないかもしれません。
不足の部分がありましたら、ご指摘ください
※シミュレーション画面は、CircuitMaker です。
いつもお世話になっております。
今回、自己バイアス回路による増幅回路の電圧増幅率についてご質もさせてください。
■質問
今わからないことは、自己バイアス回路の電圧増幅率が計算できません。
・電圧増幅率の計算の仕方を教えて下しさい。
・参考になるサイトのＵＲＬがありましたら、教えてください。
■現状
自己バイアス回路のバイアスのかけ方の参考サイトは沢山あるのですが、
そこからの増幅率の計算の仕方を書いているサイトは中々ありません。
添付した写真で計算した際の計算の仕方を書いておきます。
->設計仕様
VCC 5[V]
IC 1[mA]
hFE 100
->計算
RC=(VCC/2)/IC
(VCCを2で割るのは最大出力を得るため)
IB=IC/hFE
RB=(VCC-VRC-VBE)/IB
AV=(hFE*RC)/hIE
->結果
1[KHz] 10[mV] p-p を入力して、約800[mV] p-pの出力が得れています。
->現状
自分で計算した結果としては約AV=4ぐらいです。
自分の計算の仕方が何か違うのかもしれません。
※文章で説明するのが、中々上手に出来てないかもしれません。
不足の部分がありましたら、ご指摘ください
※シミュレーション画面は、CircuitMaker です。
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コメント(4)
私は普段π型モデルを使用しているので、こちらで簡単に解析してみました。
わかりにくいかも知れませんが、参考までに解答させて頂きます。
コレクタ抵抗Rcを持つエミッタ接地回路を考えます。
π型モデルでの増幅率は以下の式で表されます。
Av = -gm * Rc
ここで、gm = Ic / VT = 38.5mS (VT = 26mV @ T = 25度) とすると、増幅率はAv = 96程度となります。
手元にあった Circuit Maker で gm をシミュレーションしてみると 36mS だったので、実際に期待できる増幅率は Av = 90 程度でしょう。
せっかくなので、画像を参考に同等の回路をシミュレーションしてみました。
パラメータは以下の通りです。
Vcc = 5V
NPN Tr : 2N4123
Rc = 2.5kOhm
Rb = 190kOhm
Cc = 1uF
入力信号: 電圧源
正弦波 (amplitude = 5mV, phase = 0, offset = 0, delay = 0)
AC信号源 (amplitude = 1V, phase = 0)
添付画像の１枚目にAC解析で得た増幅率の周波数特性を示します。
平坦部で Av = 88.8、1kHz で Av = 88.2 となりました。
過渡解析の結果を添付画像の２枚目に示します。
入力振幅 10mVp-p に対して、出力振幅が 880mVp-p となっています。
このことはAC解析の結果と一致します。
以上の議論では、以下について無視しています。
(1) バイアス抵抗Rbやトランジスタの出力抵抗roが利得に与える影響
(2) Rbによる帰還の影響
(3) 入力結合容量Ccの影響
(1)および(2)は、Rb, ro >> Rc, rπ であるため、数%のズレしか生じないものと見込まれます。
(3)は、Cc = 1uF、rπ = hFE / gm = 2.6kOhmより、1kHz付近でのズレは非常に小さいものと見込めます。
※ rπはトランジスタの入力抵抗を示します
余談ですが、π型モデルのパラメータをhパラメータで表してみます。
前出の利得の式を再掲します。
Av = -gm * Rc
ここに現れるgmは、hパラメータを用いて、
gm = ｈFE / hIE
と書けます。
これを用いると、利得の式は以下の通りに書き換えられます。
Av = -(hFE / hIE) * Rc
見慣れた形になったと思います。
わかりにくいかも知れませんが、参考までに解答させて頂きます。
コレクタ抵抗Rcを持つエミッタ接地回路を考えます。
π型モデルでの増幅率は以下の式で表されます。
Av = -gm * Rc
ここで、gm = Ic / VT = 38.5mS (VT = 26mV @ T = 25度) とすると、増幅率はAv = 96程度となります。
手元にあった Circuit Maker で gm をシミュレーションしてみると 36mS だったので、実際に期待できる増幅率は Av = 90 程度でしょう。
せっかくなので、画像を参考に同等の回路をシミュレーションしてみました。
パラメータは以下の通りです。
Vcc = 5V
NPN Tr : 2N4123
Rc = 2.5kOhm
Rb = 190kOhm
Cc = 1uF
入力信号: 電圧源
正弦波 (amplitude = 5mV, phase = 0, offset = 0, delay = 0)
AC信号源 (amplitude = 1V, phase = 0)
添付画像の１枚目にAC解析で得た増幅率の周波数特性を示します。
平坦部で Av = 88.8、1kHz で Av = 88.2 となりました。
過渡解析の結果を添付画像の２枚目に示します。
入力振幅 10mVp-p に対して、出力振幅が 880mVp-p となっています。
このことはAC解析の結果と一致します。
以上の議論では、以下について無視しています。
(1) バイアス抵抗Rbやトランジスタの出力抵抗roが利得に与える影響
(2) Rbによる帰還の影響
(3) 入力結合容量Ccの影響
(1)および(2)は、Rb, ro >> Rc, rπ であるため、数%のズレしか生じないものと見込まれます。
(3)は、Cc = 1uF、rπ = hFE / gm = 2.6kOhmより、1kHz付近でのズレは非常に小さいものと見込めます。
※ rπはトランジスタの入力抵抗を示します
余談ですが、π型モデルのパラメータをhパラメータで表してみます。
前出の利得の式を再掲します。
Av = -gm * Rc
ここに現れるgmは、hパラメータを用いて、
gm = ｈFE / hIE
と書けます。
これを用いると、利得の式は以下の通りに書き換えられます。
Av = -(hFE / hIE) * Rc
見慣れた形になったと思います。
- mixiユーザー
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